作者：趙清華
校閱：譚磊
試讀：張璐

摘要

高降壓比充電電荷泵 (Charge Pump) 能夠在保持較高輸出電流的同時，顯著降低輸入電流，減少能量在轉換過程中的損失，進而降低功耗，提升充電效率。本文以提高電荷泵效率為目標，先對幾種降壓電荷泵拓撲結構進行梳理，分析和總結了它們的優勢和特性。隨后，探討了提高電荷泵效率的有效手段，如減小死區時間和飛電容電位預建，為電荷泵的設計與應用提供新思路。

1 引言 

電荷泵（Charge Pump）變換器是一種利用電容來升高或降低電壓的DC/DC變換器。這種變換 器外圍部件主要由電容組成，且沒有電感，因此PCB占位面積較小。沒有電感損耗，且通過簡單的控制即可以實現零電流開啟和零電壓關斷，開關損耗極低，效率極高，電荷泵被廣泛地應用于移動設備快充領域。

在電荷泵充電應用中，受限于Type-C線纜的最大5A（帶E-marker芯片）通流能力，常見的2:1 （電荷泵電壓輸入輸出比）降壓電荷泵的最大充電電流為 8A 至 10A。為了滿足更大充電功率同時更高效的需求，必須減小輸入電流同時提高輸入電壓，高降壓比充電電荷泵產品陸續被推出市場。限于篇幅，下面僅對常見3:1/4:1降壓電荷泵拓撲結構做一個簡單的介紹及評論。

2 常見3:1/4:1 電荷泵拓撲結構^[1]

2.1 3:1 Ladder 降壓電荷泵

在此拓撲中，藍色標注的NMOS FET（S1、S3、S5）同時開啟或關閉，黑色標注的NMOS FET （S2、S4、S6）同時開啟或關閉，且前者與后者相差 180°。（該描述適用于下面提到的拓撲結構，后續不再贅述。） 

在穩定狀態下，當S2、S4、S6打開時，S1、S3、S5 均處于關閉狀態。輸入電流從V_IN流入， 依次流經S6、C3、C1、S2，最終從 V_OUT流出（假設 V_OUT有對地負載，后面分析基于相同假設）；與此同時，C1、C2、S2、S4 構成回路，電流依次流經 C2、S4、C1、S2。V_OUT流出的平均電流為 V_IN輸入平均電流的1倍。

當S1、S3、S5 打開時，S2、S4、S6 均處于關閉狀態。C2、C3、S3、S5 構成回路，C3 對 C2 充電；與此同時，C1、S1、S3 構成回路，電流依次流經S1、C1、S3，最終從 V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為V_IN輸入平均電流的2倍。

此拓撲結構優勢在于C1、C2、C3承受的電壓均為V_OUT，開關數量較少。不足在于飛電容較多， 驅動設計上較為復雜，流經S1、S2、S3管的平均電流為2倍V_IN輸入平均電流，C2在搬運C3電荷到C1時存在能量損失。

2.2 4:1 Dickson 降壓電荷泵

在穩定狀態下，當S2、S4、S6、S8打開時，S1、S3、S5、S7均處于關閉狀態。輸入電流從V_IN 流入，依次流經S8、C3、S4，最終從 V_OUT流出；與此同時，C1、C2、S2、S4、S6 構成回路，電 流依次流經S2、C2、S6、C1、S4，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為V_IN輸入平均電流的 2 倍。 

當S1、S3、S5、S7 打開時，S2、S4、S6、S8 均處于關閉狀態，C1、S3、S5 構成回路。電流 依次流經S3、C1、S5，最終從 V_OUT流出；與此同時，C2、C3、S1、S3、S7 構成回路，電流依次 流經S3、C3、S7、C2、S1，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為V_IN輸入平均電流的2倍。 

此拓撲結構優勢在于飛電容數量少，同時開關數量較少。不足在于 C3、C2 均為高壓電容，成 本略高和尺寸略大，驅動較復雜，流經S3、S4管的平均電流為2倍V_IN輸入平均電流。

2.3 4:1 Fibonacci 降壓電荷泵

在穩定狀態下，當S2、S5、S8、S10 打開時，S1、S3、S4、S6、S7、S9 均處于關閉狀態。輸入電流從V_IN流入，依次流經S10、C3、S8、C2、S5、C1、S2，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平 均電流為V_IN輸入平均電流的1倍。 

當S1、S3、S4、S6、S7、S9打開時，S2、S5、S8、S10均處于關閉狀態。C3、S1、S4、S7、 S9 構成回路，電流依次流經S9、C3、S7、S4、S1，最終從 V_OUT流出；C2、S1、S4、S6構成回路， 電流依次流經S6、C2、S4、S1，最終從 V_OUT流出；C1、S1、S3構成回路，電流依次流經S3、C1、 S1，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為V_IN輸入平均電流的3倍。 

此拓撲結構優勢在于電容耐壓為V_OUT電壓，驅動簡單。不足在于開關管數量較多，放電時開關 管共享路徑，導致流經S1平均電流為3倍V_IN輸入平均電流，S4流過2倍V_IN輸入平均電流。

2.4 4:1 Serial-parallel 降壓電荷泵

在穩定狀態下，當S7、S8、S9、S10 打開時，S1、S2、S3、S4、S5、S6 均處于關閉狀態。輸入電流從V_IN流入，依次流經S10、C3、S9、C2、S8、C1、S7，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為V_IN輸入平均電流的1倍。

當S1、S2、S3、S4、S5、S6打開時，S7、S8、S9、S10均處于關閉狀態。C3、S5、S6構成回路，電流依次流經S6、C3、S5，最終從 V_OUT流出；C2、S3、S4構成回路，電流依次流經S4、C2、S3，最終從 V_OUT流出；C1、S1、S2構成回路，電流依次流經S2、C1、S1，最終從 V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為VIN輸入平均電流的3倍。

此拓撲結構優勢在于電容耐壓為V_OUT電壓，流過所有管子平均電流為1倍V_IN輸入平均電流，驅動簡單。不足在于開關管數量較多。

2.5 4:1 Doubler 降壓電荷泵

此拓撲結構可認為是兩級2:1電荷泵的串聯。在穩定狀態下，當S2、S4、S6、S8打開時，S1、S3、S5、S7 均處于關閉狀態。輸入電流從V_IN流入，依次流經S8、C3、S6、S4、C1、S2，最終從V_OUT流出；C1、C2、S2、S4構成回路，電流依次流經C2、S4、C1、S2，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為V_IN輸入平均電流的2倍。

當S1、S3、S5、S7 打開時，S2、S4、S6、S8 均處于關閉狀態。C2、C3、S5、S7 構成回路，電流依次流經S7、C3、S5、C2；與此同時，C1、S1、S3 構成回路，電流依次流經 S3、C1、S1，最終從V_OUT流出。V_OUT流出的平均電流為VI_N輸入平均電流的2倍。

此拓撲結構優勢在于開關管數量較少。不足在于 C2、C3 為高壓電容，成本略高和尺寸略大，驅動較復雜，流過S1、S2、S3、S4管的平均電流為2倍輸入電流。

3 拓撲結構總結

從電路驅動結構復雜度、所需功率管數量、是否需要高壓電容、所需最小電容數量這幾個維度出發，各種拓撲結構總結如下表1所示。

表1 各種拓撲結構總結

4 效率優化手段

在實際電荷泵產品中，往往會集成兩相，兩相之間相差 180°交錯工作，可以在大負載下取得較高的效率。以下是兩種可行的手段。

4.1 減小死區時間 

死區時間可以認為是所有功率管均處于關斷狀態下的時間。在此時間里，V_OUT沒有來自輸入V_IN或者飛電容的能量補給。輸出負載或者死區時間越大，V_OUT的電壓跌落幅值越大。較大的V_OUT電壓跌落幅值不利于效率的提升，仿真和實踐均驗證了這一點。

4.2 飛電容電位預建 

互補雙相電荷泵的飛電容交替連接在上下兩個電壓段。每次切換前，需要先斷開與當前連接段的開關，再接通到下次連接的電壓段。與當前電壓段的連接被斷開后，受開關節點寄生電容儲存電荷的影響，飛電容仍浮空在該段電壓，直到下一個接通過程將飛電容拉到新的電壓段。飛電容電壓在兩個段間飛行的過程伴隨著寄生電容的充放電。如不采用電感-電容儲能交換，則無法充分消除與寄生電容及其電壓變化相關的損失。 

引用文獻[2]提出了通過接通處于兩個電壓段的互補飛電容開關節點，并在下次接通前預先建立飛電容電壓的一種方案，以提高電路的效率。如圖 6^[2]所示，該方案利用背靠背功率管短接 CFLA、 CFLB 節點，使得處于不同電壓段的寄生電容向中間電位拉平，從而實現無損電荷搬移，而無需使用電感。這種方法通過讓處于不同電壓段的寄生電容互充、減少了最多不超過 1/4 的損失。與利用主開關通道建立新的寄生電容電壓相比，該方案在預建電壓的同時，也對柵-漏電容充電，從而減少了主開關導通建立時間，實現了比寄生電容充分損失減小更多的效率提升。這種以增加一對開關為代價換取效率改善的方案，已經在一些產品設計中以不同形式得到實現，驗證了其效率改善效果。

5 參考文獻

[1] Michael Douglas Seeman. A Design Methodology for Switched-Capacitor DC-DC Converters: Technical Report No. UCB/EECS-2009-78 [R/OL]. (2009-05-21): 52.
[2] Michael Douglas Seeman. A Design Methodology for Switched-Capacitor DC-DC Converters: Technical Report No. UCB/EECS-2009-78 [R/OL]. (2009-05-21): 155-158.